Denne artikel blev først bragt i det danske radioamatør tidsskrift "OZ" i Juli 2009

100 Kroners Spektrumanalysator.

Af Thomas Gosvig OZ1JTE, 2750 Ballerup. 

Ideen til denne konstruktion.

Da jeg på et tidspunkt havde brug for at se på nogle svage signaler i en HF radio, fik jeg ideen til at bygge denne lille hjælpe enhed, der sammen med de øvrige instrumenter i et normalt udstyret radioshack, ville kunne løse opgaven.

Under design fasen var jeg meget i tvivl om det primitive koncept i konstruktionen, overhoved var i stand til at give mig de muligheder jeg håbede på.

Det er jo bestemt ikke raketvidenskab vi har med at gøre her, men selvom det hele er meget simpelt, så indså jeg hurtigt at jeg havde lavet et ganske nyttigt instrument, der gav mig mulighed for at studere kurveformer fra forskellige typer modulationer, se meget svage signaler fra diverse signalkilder, og som en lille ekstra feature, havde jeg også fået fremstillet en ikke hel ueffektiv SDR radio. Selve printet med de få komponenter, kan ses på figur 1. Figur 10 viser diagrammet.

Det komplette system.

Hele grundideen med dette projekt var at udnytte de meget fine, og til tider også meget avancerede, LF spektrum analysator programmer, der i dag findes.

Mange af disse programmer indeholder jo alt hvad man har brug for, til at kunne analysere de fleste typer af LF signaler.

Men da disse programmer arbejder tæt sammen med lydkortet i den Pc de kører på, så er alle disse programmer hæmmet eller begrænset af lydkortets hastighed, og derved båndbredde.

Et typisk lydkort vil i et enkelt sweep give mulighed for at se signaler imellem 1 Hz og eks. vis 30 KHz. Nogle lydkort er bedre, og giver endnu mere båndbredde.

Ikke dårligt når vi snakker LF, og selvom denne båndbredde ikke er imponerende, hvis det var et udsnit af et amatørbånd, så vil det alligevel være til stor hjælp i mange situationer, grafisk at kunne se hvad der var af signaler, i et sådan udsnit af et valgfrit frekvensbånd.

Måske du syntes at have hørt noget tilsvarende før, og det er fordi at dette også kunne være starten på en SDR, software defined radio artikel.

Men da jeg ikke havde specielt brug for en SDR radio, og tænkte at det måtte kunne gøres endnu mere simpelt at løse min konkrete opgave, så endte det med det du ser her.

På figur 2 ser man den færdige konstruktion.

Softwaren der faldt i min smag til opgaven, var et program der hed SpectraVue.

Fig 10 Diagram  

Konstruktionens enkelte dele.

Det som er omdrejningspunktet i denne konstruktion, er en dobbelt balanceret diodeblander. Jeg har valgt en SRA-1 som er en standard blander, der også kendes under andre typenavne, men som stort set alle ligner hinanden i specifikationerne.

Disse blandere er opgivet til at kunne arbejde i området fra 0,5-500 MHz, og er med 50 Ohm impedans på alle porte.

Groft sagt er der en antenne port, en lokal oscillator port og sluttelig en mellemfrekvens port.

Hvis denne blander påtrykkes et lokal oscillator signal på eks. vis 14,000 MHz, så vil et antennesignal, eller et ukendt målt signal, på eks. vis 14,020 MHz blive nedblandet til 20 KHz.

Pludselig har vi nu et signal på mellemfrekvens porten af blanderen, hvis frekvens er lav nok til at kunne ses af vores spektrum analysator software.

Selvom en blander af denne art, kun har et konverterings tab på omkring 6 dB, så vil de signaler man tit har interesse i at se, være langt under hvad vi normalt kan registrere med et lydkort. Selv på mikrofon indgangen, og med fuld følsomhed.

Derfor har jeg placeret en opamp efter blanderen, for at give den fornødne forstærkning af signalet, så vi med sikkerhed er oppe over lydkortets støjgulv.

En støjsvag opamp med lav forvrængning er bestemt at fortrække, men mange forskellige typer vil kunne fungere fint.

En dobbeltbalanceret diodeblander er godt nok smart på mange punkter, men ulemperne er der også. Ud over den ønskede frekvens på 20 KHz som vi kalder differencen, så har vi også det vi kalder summen af de 2 frekvenser, der samtidig med de 20 KHz vil optræde på mellemfrekvens porten.

Da en blander af denne type også er rimelig hysterisk med at være termineret med 50 Ohm på alle porte, så er filteret som er indskudt mellem blander og opamp derfor forsynet med en diplexer, der netop sørger for en god 50 Ohm terminering af blanderens sum frekvenser, eller øvre sidebånd, om man vil.

Fig 12 Komponentplacering

Begrænsningerne.

Nu vokser træerne jo som bekendt ikke ind i himlen, så selvfølgelig er der også visse begrænsninger her, man bør holde sig for øje.

Det er nemt at komme til at overstyre systemet, med deraf stigende forvrængning. Derfor er der indskudt en mulighed for at dæmpe den store forstærkning på 60 dB i opamp’en til 40 dB.

Der er også blevet plads til en RF attenuator, selv om der skal noget kraftigere signal til, for at overstyre blanderen.

En anden begrænsning man vil møde er den manglende spejlselektivitet.

Med et tænkt frekvensvalg på 3,770 MHz (den internationale testfrekvens) som ønsket målefrekvens skal LO frekvensen indstilles til eks. vis 3,760 MHz som derved vil give et output på 10 KHz til vores lydkort. Her vil man så kunne konstatere at systemet ud over at se et signal på 3,770 KHz også samtidig ser et signal med frekvensen 3,750 KHz der giver samme output på 10 KHz.

Dette har jeg vurderet til ikke at være af afgørende betydning, da systemet er opbygget til at være et måleinstrument, og der i de fleste tilfælde ikke findes et signal på spejlfrekvensen.

Hvis man derimod bruger systemet som en primitiv SDR radio, vil decodning på 10 KHz, give lige god modtagelse på frekvensen 3,770 MHz LSB som 3,750 MHz USB.

Dette giver faktisk ikke så store problemer som man forstiller sig, og hvis ens LO signalkilde kan flyttes trinløst, så kan man finde en anden kombination af LO og den ønskede frekvens, der så ingen QRM har på spejlfrekvensen.

Men bestemt er den manglende filtrering, en ting man bør tage højde for i visse situationer.

På figur 3 og figur 4 får man et meget godt indtryk af ovenstående, hvor det ene billede giver en næsten umulig modtagelse på 3,770 KHz pga. QRM med en LO på 3,750 MHz, og det andet billede giver en forstyrrelses fri modtagelse, men nu med en LO på 3,765 MHz.

Fig. 7 FM signal 1 KHz tone og 3 KHz sving.	Fig. 8 To tone test viser IMD på min IC-746	Fig. 9 Sweep af et 1.4 MHz krystal filter.

Mulighederne i systemet.

Men som jeg har nævnt tidligere er dette mere tænkt som et måleinstrument, og hvad kan dette instrument så hjælpe til med?

For at få størst udbytte af konstruktionen, vil det være gavnligt at have en variabel signalkilde, der skal gøre det ud fra det LO signal der bestemmer hvor vi ønsker at være i frekvens.

En signalgenerator, en X-tal oscillator, en miniVNA, eller sågar en antenneanalysator eller gitterdykmeter burde kunne anvendes. De sidstnævnte dog med et vist forbehold.

Både min miniVNA og min signal generator viste sig at være meget velegnet.

Jeg har dog alligevel bygget en X-tal oscillator med på printet, som giver et rent og velegnet LO signal til blanderen, hvis du ikke er i besiddelse af andre muligheder. Dette giver dig så kun et enkelt frekvensvalg, og gør systemet mindre fleksibelt.

Men det er nu meget praktisk at kunne vælge den indbyggede oscillator, når man evt. skal kalibrere sine niveauer ud af systemet.

De viste komponent værdier i oscillatoren og efterfølgende filter, er til brug for et X-tal på ca. 24 MHz, da jeg netop havde et brugbart krystal omkring denne frekvens.

De viste forslag til Neosid spoledåser er ikke afprøvet, men er mit bedste bud, hvis du ikke som jeg selv, laver spolerne af noget der i forvejen lå i skuffen.

Niveauet til blanderen skal være omkring +3 til +7 dBm(0,9Vpp-1,4Vpp) for det bedste resultat, og kan fastlægges på attenuatoren R17-R19.

Når frekvensen er valgt vil du nu kunne se signaler ned til omkring –120 dBm. På figur 5 ses et signal på –115 dBm uden problemer. –120 dBm er 0,224uV. Et oscilloskop har for længst givet op.

De forskellige modulationsformer kan nu også ses og vurderes.

På figur 6 ses et AM signal, hvor man nemt ser sidebåndene. Modulationen er med 500 Hz tone og 80 % modulation.

Figur 7 er et FM signal med 1 KHz tone, og et sving indstillet til 3 KHz. Både AM signalet og FM signalet er –73 dBm, som svarer til S-9 på HF.

Mere interessant er det måske at måle IMD fra sit nye hjemmebygget PA trin, og her vil du kunne se dine IMD produkters indbyrdes forhold, og afstand til de ønsket signaler.

Med programmet Dgen fra DL6IAK, kunne jeg udstyre min IC-746 med et to tone signal, og med en passende attenuering af de 100 W, så direkte aflæse stationens IMD.

På figur 8 ses resultatet. De ca. 23 dB passer meget godt med et krydscheck på et ”rigtigt” instrument.

Ved disse to tone test, skal man dog forvente en del støj på systemet, da dette skyldes en masse falske frekvens blandinger af bla., og måske især, den 3. harmoniske af grundfrekvensen og LO frekvensen, som så igen bliver blandet osv. osv.

Som sidste eksempel kan du på figur 9 se et sweep af et 1,4 MHz SSB krystal filter. Den høje ripple tilskriver jeg den total manglende terminering af filteret, da opstillingen kun bestod af 2 coaxial kabler loddet på de to loddeterminaler, og er mest med for at illustrere ideen.

Printets opbygning.

Selve printet er temmelig ukritisk, da det meste forgår på lavfrekvens.

Jeg har selv opbygget det hele på et dobbeltsidet print, hvor den ene side er ubrudt stelplan, men jeg er ikke i tvivl om at det nok skal virke uden problemer på et enkeltsidet print.

På figur 11 kan du se mit printudlæg, og figur 12 viser komponentplaceringen.

Virker det så?

Min gode ven Jens OZ1ARZ har i lang tid fortalt mig at han trimmede alt hjemmebygget op på gefûlen, ved hjælp af en Yaesu VR-5000 modtager, som kan vise en slags spektrum analysator på et simpelt LCD display, med et ”dynamik område” på 10 LCD segmenter, og jeg har lige så længe sagt at det lyder helt håbløst.

Men hvis han kan, med så primitive metoder, så burde dette projekt nok kunne hjælpe i mange situationer, hvor et signal skal måles og vurderes.

Som min gamle amatørlicens lærer tit sagde når et regnestykke gik op; Simpelt, men dog pralende.

Komponentliste finder du her.

Figur 11. Print udlæg